Что такое снаббер Подробное описание

Как выбрать оптимальные полевые транзисторы для синхронных выпрямителей

Применение синхронных выпрямителей – лучший способ снижения потерь во вторичных цепях преобразователей энергии. А полевые транзисторы из линейки OptiMOS™ производства Infineon с напряжением 30…150 В отлично подходят для этой цели.

Постоянное ужесточение требований к удельной мощности и энергосбережению преобразователей электрической энергии требует увеличения эффективности всех ступеней преобразования. Основным видом потерь во вторичных цепях преобразователей с гальванической развязкой являются потери проводимости выпрямительных диодов, которые можно уменьшить, используя синхронное выпрямление (рисунок 1). Замена диодов полевыми транзисторами (MOSFET) приводит к появлению новых задач – оптимизации эффективности системы и предотвращению выбросов перенапряжения.

Принципы синхронного выпрямления

Для правильного выбора транзисторов синхронного выпрямителя необходимо четкое понимание механизма возникновения потерь. В первую очередь необходимо различать потери проводимости (статические потери), зависящие от тока нагрузки, и потери переключения (динамические потери). Потери проводимости напрямую зависят от сопротивления транзисторов в открытом состоянии RDS(on) и падения напряжения на внутренних диодах VSD. Причем увеличение тока нагрузки приводит к увеличению потерь проводимости. Для предотвращения одновременного включения транзисторов синхронного выпрямителя, приводящего к токовым перегрузкам транзисторов, необходимо наличие некоторого времени задержки, при котором один транзистор должен быть гарантированно закрыт перед открытием другого. Именно в этот промежуток времени ток протекает через внутренний диод, и в нем возникают дополнительные потери. Но, поскольку этот период мал (50…100 нс), то в большинстве случаев, когда выходное напряжение значительно больше прямого падения напряжения на внутреннем диоде, данными потерями можно пренебречь.

Рис. 1. Схемы диодного и синхронного выпрямителей

Динамические потери MOSFET также вносят большой вклад в общую картину. Они зависят от частоты коммутации fSW и выходного тока преобразователя IOUT. Для включения транзистора емкость затвора необходимо зарядить до величины Qg, а напряжение на затворе должно достигнуть порога переключения. Для выключения MOSFET емкость «затвор-исток» должна быть разряжена, что означает рассеивание заряда Qg на сопротивлении затвора и внутреннем сопротивлении драйвера. При существующей технологии производства потери управления для транзисторов с малым сопротивлением канала – больше, чем для высокоомных, поскольку увеличение размера кристалла приводит к увеличению заряда затвора Qg.

Другая важная часть динамических потерь связана с наличием выходной емкости Coss и зарядом обратного восстановления Qrr. При выключении транзистора заряд Qrr должен быть рассеян, а выходная емкость Coss заряжена до величины напряжения вторичной обмотки трансформатора VT. В результате этого процесса возникает импульс обратного тока, который протекает через индуктивности коммутируемой цепи, вследствие чего в выходную емкость транзистора передается энергия, приводящая к появлению на стоке транзистора импульса перенапряжения. Этот импульс запускает колебательный процесс в контуре, образованном индуктивностями проводников печатной платы и выходной емкостью транзистора Coss, который демпфируется паразитными сопротивлениями данного контура. Таким образом, энергия выключения зависит от величины емкости Coss MOSFET и, соответственно, от заряда Qoss, накопленного при заряде Coss до напряжения вторичной обмотки трансформатора. Аналогично заряду затвора Qg, заряд выходной емкости Qoss увеличивается с уменьшением сопротивления RDS(on). Таким образом, всегда можно найти баланс между потерями проводимости и потерями на переключение для достижения максимальной эффективности преобразования в целом.

В первом приближении зарядом обратного восстановления Qrr для транзисторов серии OptiMOS™ можно пренебречь, поскольку его вклад в общие потери мощности незначителен. В нашем случае зарядом Qrr считается только заряд восстановления внутреннего диода MOSFET, в то время как величина заряда Qrr, которая указывается в документации, измеряется в соответствии со стандартами JEDEC, и поэтому содержит не только заряд восстановления внутреннего диода, но и некоторые составляющие выходного заряда транзистора. К тому же, при синхронном выпрямлении реальные значения заряда обратного восстановления диода Qrr – меньше значений, указанных в документации. В ней приводятся значения для максимально допустимого тока стока транзистора при условии, что диод находился в проводящем состоянии длительное время, более 500 мкс, и при ограниченной скорости изменения тока di/dt на уровне 100 А/мкс. В реальном устройстве токи транзистора обычно не превышают трети максимально допустимого тока стока, внутренний диод находится в проводящем состоянии 20…100 нс, а скорость изменения тока di/dt достигает 800 А/мкс.

Оптимизация выбора транзисторов синхронного выпрямителя

Оптимальный выбор транзисторов синхронного выпрямителя, направленный на максимальную эффективность, заключается в поиске сбалансированного соотношения потерь проводимости и переключения. При малом токе нагрузки потери проводимости играют второстепенную роль. В этом случае потери переключения, которые приблизительно постоянны во всем диапазоне нагрузок, являются доминирующими. При большом токе нагрузки потери проводимости максимальны и поэтому вносят наибольший вклад в общие потери мощности (рисунок 2).

Рис. 2. Зависимость потерь мощности от выходного тока

При выборе транзисторов особое внимание необходимо уделить выбору сопротивления в проводящем состоянии RDS(on). В качестве примера рассмотрим семейство транзисторов 60 В OptiMOS™, работающих при условиях, приведенных на рисунке 3. На нем видно, что отклонение сопротивления RDS(on) от точки оптимального выбора приводит к увеличению общих потерь пропорционально увеличению RDS(on). В тоже время в приведенном примере уменьшение сопротивления RDS(on) ниже 0,5 мОм приведет к существенному увеличению потерь, обусловленных увеличением выходной емкости. Более того, на рисунке 3 можно увидеть, что диапазон значений RDS(on), при которых значение потерь минимально, достаточно широк. В этом примере общие потери примерно одинаковы в диапазоне 0,75…2,8 мОм, следовательно, для данной ситуации лучше всего подходят транзисторы BSC016N06NS или BSC028N06NS. К тому же, поскольку потери остаются меньше 1 Вт в широком диапазоне (0,55…3,9 мОм), то возможен и выбор BSC039N06NS, хотя данный транзистор лучше использовать в приложениях или с меньшим током нагрузки, или с большей частотой преобразования.

Рис. 3. Зависимость потерь мощности от сопротивления RDS(on)

В любом случае необходимо помнить, что график на рисунке 3 был построен для конкретных условий, и ситуация может существенно поменяться при изменении частоты преобразования (рисунок 4в, г) или тока, протекающего через транзисторы (рисунок 4а, б).

Если взять в качестве примера рисунок 4а, где ток транзистора уменьшен до 5 А, а частота преобразования осталась 175 кГц, потери переключения теперь составляют значительную часть общих потерь и оптимальным является использование транзистора BSC039N06NS. В другом случае частота преобразования уменьшена до 100 кГц при сохранении тока транзистора на уровне 15 А (рисунок 4в). В этом случае оптимальным решением является выбор транзистора BSC016N06NS, при использовании которого обеспечивается минимальный уровень потерь.

Читайте также:  Ваз 2109 замена выжимного подшипника своими руками MasteraVAZa

Рис. 4. Зависимость потерь мощности от сопротивления RDS(on) при различных значениях частоты преобразования fsw и тока транзистора IMosfet

Еще одной важной проблемой оптимизации синхронных выпрямителей является правильный выбор корпуса транзистора. Действительно, повысить эффективность выпрямителя можно простым путем замены корпуса ТО-220 на SuperSO8. Причиной этого является уменьшение доли сопротивления корпуса в величине RDS(on). Уменьшение сопротивления RDS(on) при сохранении выходной емкости на том же уровне приводит к уменьшению произведения FOMQoss = RDS(on) х Qoss, которое является показателем эффективности технологии MOSFET. Уменьшение FOMQoss приведет к уменьшению потерь переключения и, таким образом, увеличит КПД выпрямителя.

При каком токе необходимо оптимизировать транзисторы?

Чтобы получить высокое значение КПД синхронного выпрямителя во всем диапазоне токов нагрузки необходимо правильно выбрать ток MOSFET, воспользовавшись четырехквадрантными оптимизирующими зависимостями. Оптимизация, выполненная для максимальной нагрузки, даст высокое значение КПД при больших выходных токах. Однако в этом случае при небольшой нагрузке выпрямителя значение КПД резко уменьшится, а количество параллельно соединенных транзисторов окажется недопустимо большим. Поэтому необходимо выбрать такое значение тока транзистора, при котором КПД будет иметь относительно постоянное значение во всем диапазоне токов.

Для иллюстрации этой проблемы на рисунке 5 показаны зависимости КПД синхронного выпрямителя с выходным напряжением Vout = 12 В, напряжением вторичной обмотки трансформатора 24 В, напряжением затвора 10 В и частотой преобразования 200 кГц, рассчитанные для различных вариантов оптимизации. Если обратиться к оптимизирующим зависимостям (о методике их использования будет рассказано далее) для 40 В OptiMos BSC010N04LS (рисунок 8), то при оговоренном выше режиме работы (VT = 24 В, f = 200 кГц) и токе 20 А оптимальным будет применение одного транзистора. В этом случае, в соответствии с рисунком 5, максимум КПД будет располагаться в области небольших токов нагрузки. В случае оптимизации при токе транзистора 40 А оптимальным будет применение двух транзисторов. В этом случае максимум КПД сместится в область больших токов нагрузки. Обычно сбалансированное значение КПД достигается, если оптимизация выполняется при 20…30% от максимальной мощности выпрямителя. Если выпрямитель большую часть времени функционирует при небольших нагрузках – имеет смысл уменьшить ток, при котором выполняется оптимизация, до величины 10…20% от максимального выходного тока. Если же нагрузка такова, что большую часть времени выпрямитель работает при уровне мощности более половины от максимального, оптимизацию необходимо выполнять для тока значением до 60% от максимального выходного тока. Оптимизации для 100% нагрузки следует избегать, поскольку в этом случае с уменьшением нагрузки КПД выпрямителя существенно уменьшается, а количество параллельно соединенных транзисторов значительно возрастает.

Рис. 5. Зависимость КПД от тока нагрузки при различных значениях тока оптимизации

Выбор полевых транзисторов по четырехквадрантным оптимизирующим зависимостям для синхронного выпрямления

Для выбора транзисторов предлагаются оптимизирующие зависимости, которые позволяют легко отыскать наиболее подходящий полевой транзистор для синхронного выпрямителя с использованием всего трех параметров: напряжения вторичной обмотки трансформатора, частоты преобразования и среднего значения тока транзистора. Пример выбора транзистора показан на рисунке 6.

Рис. 6. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям

На первом этапе необходимо выбрать один из транзисторов, присутствующих на графиках. Из точки на оси Х, которая соответствует напряжению вторичной обмотки трансформатора, проводят вертикальную линию вниз до пересечения с линией, соответствующей выбранному транзистору. Из этой точки проводят горизонтальную линию влево до точки пересечения с линией, соответствующей частоте преобразования. После этого проводят вертикальную линию вверх до пересечения с линией, соответствующей выбранному току транзистора. Далее из этой точки проводят горизонтальную линию вправо до пересечения с вертикальной линией, соответствующей выбранному транзистору, по которой можно определить оптимальное число параллельно соединенных транзисторов.

Хорошим соотношением будет уровень тока в 20…30% от полной нагрузки. Оптимальным значением RDS(on) для данного случая будет точка пересечения с положительной частью оси Y. Данную процедуру можно выполнить для разных моделей транзисторов. Наименьшие потери, а следовательно, и максимальное значение КПД выпрямителя будут при использовании тех транзисторов, для которых эквивалентное сопротивление RDS(on) будет наименьшим.

Данная методика рассчитана на работу транзисторов выпрямителя в режиме оптимального переключения. В любом другом случае, например, в случае динамического включения или лавинного пробоя, приведенные зависимости будут неточными. Наилучшие результаты были получены для топологий с жесткой коммутацией. Использование данной методики для резонансных схем с режимами мягкой коммутации приведет к большим расхождениям, поскольку в данном случае динамические потери будут ниже нуля. В этом случае оптимальное значение сопротивления RDS(on) будет меньше расчетного. Обратите внимание на то, что даже при работе первичной стороны в квазирезонансном режиме, например, при использовании мостового инвертора Phase Shift ZVS, синхронный выпрямитель может работать в режиме жесткого переключения и может быть оптимизирован с использованием приведенных зависимостей.

Все оптимизирующие зависимости, приведенные в данной статье (рисунки 7…14), были построены для идеализированных полевых транзисторов. На практике результаты расчетов по идеализированным зависимостям могут отличаться от реального значения потерь. Поэтому полученные результаты необходимо рассматривать не более чем как индикатор наилучшего возможного случая или предупреждение о выборе недостаточного или избыточного количества транзисторов. Если оптимальное количество параллельно соединенных транзисторов, полученное по графикам, находится между двумя значениями, следует помнить, что выбор меньшего количества транзисторов увеличит КПД выпрямителя при меньших токах нагрузки, а большего – при больших. Кроме того, необходимо учитывать наличие снабберных цепей, включенных параллельно транзисторам, которые также могут влиять на выбор транзисторов.

Оптимизация во всем диапазоне токов нагрузки не может быть выполнена с помощью расчета при одном значении выходного тока. Для этого необходимо выполнить несколько тестовых расчетов при различных токах нагрузки, и, анализируя полученные результаты, осуществить выбор модели и количества транзисторов в соответствии с требованиями, предъявляемыми к выпрямителю.

Рис. 7. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 30 В

Рис. 8. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям OptiMOS™ 40 В

Помехоподавляющая RC-цепочка в реле (сетевой снаббер)

Помехоподавляющая RC-цепочка (сетевой снаббер, сетевой демпфер, RC SNUBBER NETWORKS, RC element) – это устройство, используемое для подавления выбросов напряжения (Surge suppressors) в электрических цепях, устройство гашения импульсных перенапряжений.

Читайте также:  Основания для проверки документов сотрудниками ДПС в 2020 году

Применение RC-цепочек сглаживает и ограничивает коммутационные перенапряжения на элементах схем релейного управления, снижает искрообразование на контактах управляющего реле и тем самым увеличивает его коммутационный ресурс. Предотвращение или сведение к минимуму искрения в контактах реле снижает интенсивность электромагнитного излучения, генерируемого в моменты коммутации, что обеспечивает необходимую помехоустойчивость при работе чувствительных электронных схем.

Дугогасящая RC-цепочка работает в момент размыкания контактов, отключающих катушку, поглощает и подавляет энергию дуги, замыкает выброс напряжения на себя, позволяя паразитной энергии обойти управляющий контакт.

RC-цепочка состоит из соединенных последовательно конденсатора и резистора. Конденсатор должен поглощать энергию импульсов тока и напряжения и обеспечивать защиту от потенциалов, генерируемых индуктивностью в процессе отключения и дребезга контактов. Диэлектрик конденсатора, используемого в снабберной цепи должен выдерживать величину перенапряжения. Резистор должен быть безындуктивного типа для обеспечения высокого быстродействия снаббера и проведения тока импульсной помехи. Искровые разряды и индуцированные шумы, возникающие при коммутации, должны эффективно поглощаться RC-цепочкой.

При управлении электромагнитными устройствами, имеющими значительную индуктивность (например, соленоиды электромагнитных клапанов, катушки электромагнитных пускателей, реле и контакторов), рекомендуется применять помехоподавляющие RC-цепочки в соответствии со схемой, приведенной на рис.1.

Рис. 1. Включение помехоподавляющей RC-цепи в схему управления контакторами. а) схема без RC-цепочки; б) схема с подключенной RC-цепочкой

Подробные осциллограммы, снятые в схеме управления реального АВР приведены ниже на рисунках.

На рис. 2 приведена осциллограмма напряжения 220 В на катушке управляющего реле в схеме без помехоподавляющей RC-цепи, в соответствии с рис. 1а. В схеме использован контактор АВВ ESB 20-11 Выброс напряжения при отключении контактов управляющего реле составил +2200 В (1 дел.=1000 В).

Рис. 2. Оосциллограмма напряжения на катушке управляющего реле в схеме без помехоподавляющей RC-цепи.

На рис. 3 приведена осциллограмма напряжения 220 В на катушке управляющего реле в схеме с установленной помехоподавляющей RC-цепочкой, в соответствии с рис. 1б. В схеме использован контактор АВВ ESB 20-11 Выброс напряжения при отключении контактов управляющего реле отсутствует (1 дел.=1000 В).

Рис. 3. Осциллограмма напряжения на катушке управляющего реле в схеме с установленной помехоподавляющей RC-цепочкой.

Рис. 4. Способ подключения RC-цепи к контактору

Примечание. Применение помехоподавляющей RC-цепочки с указанными параметрами приводит к незначительному увеличению времени отключения контактора/магнитного пускателя. Эта задержка составляет от 0,05 до 0,015 с, в зависимости от типа контактора. В большинстве применений увеличением задержки можно пренебречь.

Неправильный подбор параметров помехоподавляющей RC-цепи на катушке приводит к замедлению работы контактора в определенных режимах работы и еще большему дребезгу его силовых контактов.

RC цепочки:

  • RC-цепочка с конденсатором емкостью 0,1 мкФ/630B DС и резистором с сопротивлением 100 Ом/2 Вт на напряжение – 250/600 В (АС/DC);
  • RC-цепочка с конденсатором емкостью 0,47 мкФ/400 B и резистором с сопротивлением 220 Ом/2 Вт – 127/200 В (АС/DC).

Проблемы проектирования IGBT-инверторов: перенапряжения и снабберы

Разработка топологии силовых шин является наиболее ответственным этапом проектирования импульсных преобразовательных устройств. Одна из самых сложных проблем связана с высокими скоростями изменения тока современных электронных ключей и наличием паразитных индуктивностей в цепях коммутации. Конструкция инвертора должна при всех условиях эксплуатации обеспечивать отсутствие опасных перенапряжений, способных вывести силовые модули из строя. Предлагаемая статья посвящена особенностям расчета снабберных конденсаторных цепей, предназначенных для ограничения коммутационных выбросов.

Соединительные шины и звено постоянного тока

Любой реальный проводник характеризуется наличием распределенной паразитной индуктивности LB, особенно важным данный параметр является для силовых цепей импульсных преобразователей. При коммутации больших токов с высокой скоростью это приводит к возникновению перенапряжений на выводах электронных ключей. Например, при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину ΔV = LB×diC/dt относительно потенциала шины питания VDC, где diC/dt — скорость спада тока коллектора. В результате суммарный сигнал «коллектор–эмиттер» VCE = VDCV может превысить допустимое значение и вывести транзистор из строя.

Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT, в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока dirr /dtrr (irr , trr — ток и время обратного восстановления) при выключении оппозитного диода. Именно поэтому для диодов, предназначенных для применения в частотных преобразователях, очень важным свойством является плавность характеристики восстановления и согласованность динамических свойств с параметрами IGBT. Всем указанным требованиям отвечают быстрые диоды семейства CAL компании SEMIKRON [1].

Залогом надежного функционирования импульсного преобразовательного устройства является низкоиндуктивный дизайн DC-шины. Существуют достаточно простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенные характеристики звена постоянного тока. Как показано на рис. 1а, величина «петли», определяемая несовпадением путей протекания тока по положительному и отрицательному проводникам шины питания, непосредственно связана со значением паразитной индуктивности. Оптимальной считается копланарная структура шины (в англоязычной литературе она называется “sandwich”), в которой терминалы (+) и (–) расположены плоско-параллельно (рис. 1б).

Кроме того, конструкция преобразователя должна обеспечивать кратчайшие связи между источником напряжения (конденсаторами звена постоянного тока) и выводами питания полупроводниковых ключей.

Простейший вариант копланарной DC-шины с межслойным изолятором применен в инверторе мощностью 200 кВА на основе стандартных модулей IGBT (рис. 2а). Эта сборка, выпускаемая компанией SEMIKRON более 20 лет, показала очень высокую надежность во всех режимах эксплуатации. Достоинством показанной конструкции является также простота наращивания мощности за счет параллельного соединения силовых ключей (в данном примере одно плечо инвертора состоит из 2 параллельных модулей).

При серийном производстве, как правило, используются многослойные ламинированные шины. Они представляют собой прессованные плоские сборки, которые состоят из проводников, изолированных друг от друга тонким слоем диэлектрика. Имея симметричную параллельную топологию, такая конструкция обеспечивает согласованную высокую проводимость слоев, оптимизированное значение распределенной емкости и очень низкую паразитную индуктивность. Один из проводников (например, минус силового питания) может также выполнять функции экрана. Кроме повышения надежности, обусловленного минимальным уровнем перенапряжений, это гарантирует хорошую электромагнитную совместимость изделия. В качестве материала проводников обычно используется алюминий, медь и медные сплавы. В окончательном виде набор проводящих и изолирующих слоев прессуется с использованием эпоксидного наполнителя для повышения механической прочности.

Применение ламинированных шин улучшает отвод тепла от силовых модулей и конденсаторов звена постоянного тока и позволяет создать компактные легкие конструкции (например, как на рис. 2б).

Читайте также:  Установка задних дисковых тормозов на ВАЗ-2108 своими руками

Снабберы

Для ограничения переходных перенапряжений в большинстве случаев применяются специальные снабберные конденсаторы, размещаемые непосредственно на DC-терминалах модулей IGBT. В самом общем смысле снаббер работает как фильтр низких частот, замыкающий через себя ток переходного процесса.

Номинал конденсатора Cs вычисляется исходя из заданного уровня перенапряжения Vos и значения энергии, запасенной в паразитной индуктивности шины LB при коммутации тока Ipeak:

Снабберы применяются как для ограничения переходных перенапряжений, так и для снижения динамических потерь в силовых ключах. В последнем случае с их помощью формируется траектория переключения: параллельные емкости снижают скорость нарастания напряжения, индуктивности в цепях коммутации ограничивают скорость нарастания тока. Наиболее распространенные виды снабберных цепей приведены на рис. 3, а их выбор зависит от многих параметров — типа силовых модулей (IGBT, MOSFET, тиристор), рабочей частоты, параметров нагрузки.

Практически все современные транзисторы и модули IGBT имеют прямоугольную область безопасной работы (ОБР или SOA — Safe Operating Area), то есть допускают работу в режиме «жесткого переключения», когда коммутируется максимальный ток и напряжение. В этом случае, как правило, рекомендуется простейший снаббер, представляющий собой низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания полумоста.

Конструкция снабберной емкости должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и удобство подключения к терминалам силового модуля. Внешний вид подобных специализированных элементов показан на рис. 4б–г. Применение обычных высоковольтных конденсаторов (например, как на рис. 4а) в качестве снабберов недопустимо.

Для снижения добротности паразитного колебательного контура последовательно с конденсатором может быть установлен резистор (рис. 3б). Такая схема обычно используется в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET-ключами.

В случае, когда снаббер должен быть установлен на каждом плече полумоста, или для ограничения скорости коммутации тиристорных ключей рекомендуется цепь, представленная на рис. 3в. Быстрый диод и резистор, используемые в этой схеме, необходимы для разделения цепей заряда и разряда и ограничения разрядного тока. Постоянная времени снаббера — 5 с — должна быть как минимум в 3 раза ниже периода рабочей частоты (RSCS 2 t или ν 2 t. Токи и напряжения пульсаций можно достаточно просто измерить с помощью современных цифровых осциллографов. Следует учесть, что высокий пиковый ток перегрузки способен вывести из строя конденсатор, даже если уровень напряжения при этом ниже справочных значений. Критическим параметром в этом случае является уровень запасаемой энергии, избыток которой способен привести к частичному разрушению (испарению) металлизации пленки в зоне ее контакта с выводами. Как правило, при этом резко возрастает тангенс угла потерь или уменьшается емкость.

Каждое переключение IGBT вызывает появление затухающих колебаний, возникающих в контуре между снабберным конденсатором и емкостью DC-шины. Максимальная амплитуда и частота этих осцилляций (рис. 5) могут быть определены с помощью приведенных ниже формул:

Установившееся значение температуры перегрева снаббера определяется среднеквадратичным значением тока Irms, условиями охлаждения и способом монтажа (например, при стандартной установке снаббера на выводы силового модуля их температура является начальной при расчете). Величина Irms зависит от частоты колебаний, которая в свою очередь определяется паразитной индуктивностью шины LDC и номиналом конденсатора CS. С ростом частоты пульсаций допустимое значение тока снижается из-за роста потерь, практические рекомендации по измерению значения Irms даны ниже.

Методы измерения

В отличие от тока коллектора, который в режиме КЗ может в 6–10 раз превышать номинальное значение, перегрузка IGBT по пиковому напряжению VCES недопустима и практически всегда ведет к отказу. В связи с этим особенно важно проводить измерения максимально возможного перенапряжения (VCEpeak ) конкретной схемы в предельных режимах работы. Отсутствие опасных перегрузок свидетельствует о том, что сам модуль, устройство управления (резистор затвора), дизайн DC-шины, а также тип и номинал снаббера выбраны корректно.

Рекомендуется проводить анализ работы схемы в 4 режимах:

  1. Максимальный ток нагрузки.
  2. Короткое замыкание нагрузки при максимальной и минимальной индуктивности цепи КЗ.

Примечание: существует несколько разновидностей короткого замыкания, например, КЗ нагрузки, КЗ кабеля на стороне нагрузки или на стороне преобразователя рядом с выходными каскадами. Индуктивность цепи замыкания LSC в зависимости от режима может превышать 10 мкГн или быть менее 1 мкГн при аварии непосредственно на выходе инвертора (наихудший случай). Тесты должны предусматривать анализ всех возможных состояний при минимальной и максимальной температуре кристаллов Tj. Наибольшее значение перенапряжения наблюдается при наименьшем значении LSC , когда схема защиты выключает IGBT непосредственно перед выходом из насыщения.

Сквозной пробой при одновременном открывании обоих транзисторов полумоста (эта ситуация исключается при использовании драйверов с функцией Interlock).

Примечание: необходимо проанализировать 2 возможных состояния — одновременное включение верхнего и нижнего плеча полумоста, а также включение IGBT при открытом оппозитном транзисторе.

Запирание оппозитных диодов.

Примечание: выключение диода может сопровождаться появлением пикового выброса напряжения, воздействующего как на сам диод, так и на параллельный IGBT. Наиболее тяжелый режим наблюдается при низком токе ( 2 ×ESR, а величина Tbody может быть измерена термопарой на корпусе снаббера.

Заключение

Проектирование преобразователей высокой мощности является сложнейшей задачей, требующей внимательного подхода на всех этапах. Успешная разработка подобных изделий немыслима без учета распределенных параметров конструкции. Одной из главных характеристик конструкции конвертора является распределенная индуктивность звена постоянного тока, определяющая уровень переходных перенапряжений и во многом влияющая на надежность работы изделия.

В предлагаемой статье приведено объяснение процессов, происходящих при коммутации силовых ключей в инверторных схемах, даны рекомендации по проектированию силовых преобразователей в части расчета уровня коммутационных выбросов, а также выбора типа и номинала снабберных конденсаторов.

Все сказанное проверено многолетним опытом работы дизайнерского центра компании SEMIKRON. За прошедшие годы инженерами и конструкторами фирмы накоплен уникальный опыт разработок мощных конверторов, ярким примером этому служит то, что более 15 000 типов таких изделий успешно эксплуатируется в различных отраслях промышленности. Диапазон выпущенных сборок SEMISTACK простирается от простейших выпрямителей зарядных устройств до блоков, работающих в лифтах, ветроэлектростанциях, гелиоустановках, электромобилях, субмаринах. В первую очередь инженеры компании специализируются на проектировании сложных изделий, главным требованием к которым является надежная работа в тяжелых условиях эксплуатации.

Ссылка на основную публикацию
Adblock detector